差分走線補(bǔ)償為什么忌諱在末端補(bǔ)償？
差分線的優(yōu)勢(shì)
差分線抗干擾能力強(qiáng)、信噪比高、輻射小、帶寬容量大等眾多優(yōu)點(diǎn)，所以在目前的高速鏈路設(shè)計(jì)中，都選取差分線作為通信方式。
差分線使用兩根走線傳輸一路信號(hào)，兩根線上攜帶的信息是相同的，但是信號(hào)的相位差是 180 度，這樣兩個(gè)線產(chǎn)生的場(chǎng)正好相互抵消，減少了輻射的產(chǎn)生。同時(shí)由于最終信號(hào)取兩根信號(hào)之差，所以當(dāng)受到共模信號(hào)干擾時(shí)，兩根線所產(chǎn)生的噪聲幾乎相同，在接收端做差值時(shí)正好被抵消掉。
差分線對(duì)噪聲天生的抑制能力有效的提高通道的信噪比，大大的改善了通道的信息容量，使得差分線在 Gigabit 以上的通信領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。
差分走線的幾種補(bǔ)償方式
差分線跟單線傳輸相比，之所以具有眾多優(yōu)勢(shì)，是因?yàn)槠洳捎昧瞬顒?dòng)傳輸?shù)姆绞?，即兩根線要保持 180 度的相位差，即我們平時(shí)所說(shuō)的要保持兩根線的電流大小相等、方向相反。任何原因造成的相位失配，都會(huì)影響差分線的性能，甚至造成不可預(yù)知的后果，所以在 layout 設(shè)計(jì)中，我們必須做到差分線的等長(zhǎng)要求。當(dāng)有相位失配(Phase mismatch)存在時(shí)，如何對(duì)差分線進(jìn)行補(bǔ)償，選取的方法不同，得到的效果也會(huì)有很大的差異。
下面分幾種情況對(duì)差分線的補(bǔ)償方式做一個(gè)比較全面的剖析：
Case 1: 使用一個(gè)大的 segment 就近補(bǔ)償。
Case 2: 使用小的突起沿線補(bǔ)償。
Case 3: 在走線的末端進(jìn)行補(bǔ)償。
根據(jù)一般經(jīng)驗(yàn)，我們可以預(yù)測(cè)的到，Case 1 會(huì)造成大的阻抗不連續(xù)，Case 2 的目的正是為了減小這種阻抗不連續(xù)性，Case 3 則是比較避諱的方法，走線大部分地方相位沒(méi)辦法同步。下面的工作就是通過(guò)仿真工具對(duì)這三種方式作出一個(gè)具體的對(duì)比分析。
仿真設(shè)置
1）走線寬度 4.5mils，間距為 7.8mils。
2）調(diào)整疊層結(jié)構(gòu)，使走線的阻抗保持在 100ohm，這里使用 Stripline，板材為 FR4, 介質(zhì)高度分別為 7.5mils 和 52.3mils。
3）仿真工具選用 ADS- Momentum RF，掃頻范圍 0-60Ghz，Port 設(shè)置如圖1，運(yùn)行仿真，即可得到三種走線的模型。
結(jié)果分析
1）TDR 分析，測(cè)試脈沖 trise=20ps，參考阻抗 Z0=100ohm
結(jié)果和我們想象的一致，Case 1 和 Case 3 具有較大的阻抗變化，Case 2 的阻抗變化分布在比較長(zhǎng)的范圍內(nèi)，所以整體變動(dòng)比較小。
2）觀察一下反射曲線 – Return losses
從結(jié)果來(lái)看，Case 1 和 Case 3 的回路損耗均高于 Case 2，這個(gè)也是顯而易見(jiàn)。
3）傳輸參數(shù)的比較 – Insertion losses
插入損耗的曲線出乎我們的預(yù)料之內(nèi)，在 35Ghz 左右，Case 2 竟然出現(xiàn)了諧振點(diǎn)，Case 1 和Case 3 在 60Ghz 整個(gè)頻段內(nèi)竟然吻合的很好。
4）模式轉(zhuǎn)化 – mode conversion
上圖是差模轉(zhuǎn)化為共模的量，我們注意到，Case 2 中有大部分差模信號(hào)轉(zhuǎn)化為了共模信號(hào)，這也一定是 Case 2 插入損耗比較大的原因所在。
原因分析
Case 1/2/3 中的走線長(zhǎng)度是完全相同的，實(shí)際上是對(duì)同一對(duì)差分線做了不同的繞線，然后平移開(kāi)的。為什么 Case 2 中會(huì)出現(xiàn)大量的共模信號(hào)，我們可以從單端信號(hào)中找到答案。
Case 1：插入損耗的幅值和相位
Case 2：插入損耗的幅值和相位
Case 3：插入損耗的幅值和相位
從以上結(jié)果可以看出：
1）損耗上，Case 1/3 的近乎一致，而且兩個(gè)單根走線的插入損耗也近似重合。Case 2 則有大的不同，單端走線，有繞線部分的走線損耗明顯低于沒(méi)有繞線的一根，在 60Gz 處， 有 0.7db 的差異。
2）相位上，Case 1 和 Case 3 的單端相位都可以近似吻合，Case 1 相差 18.4°@60Ghz，Case 3 相差 22.3°@60Ghz；Case 2 在相位上則表現(xiàn)出明顯的差異，高達(dá) 281.8°@60Ghz。
3）另外，嚴(yán)格上講，三種補(bǔ)償方式下，相位均出現(xiàn)了一定的偏差，而且隨著頻率的升高， 越來(lái)越明顯。
從分析可知，Case 2 引入的相位差已經(jīng)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了差分線所能承受的范圍，違背了差分信號(hào)傳輸?shù)幕驹瓌t，即要求單線產(chǎn)生的相位差值是要同步的。同時(shí)我們也沒(méi)有忘記 Case2 在插入損耗上產(chǎn)生的諧振谷底，我們也可以在這里找到原因。
Case 2 谷底處頻率是 35.47Ghz，如下：
來(lái)觀察一下 35.47Ghz 處 Case 2 的單根線相位情況：
注意到 Case 2 在 35.47Ghz 處，兩個(gè)單根線的相位差已經(jīng)接近 180°，此時(shí)本來(lái)是差分傳輸?shù)男盘?hào)在這個(gè)頻點(diǎn)已經(jīng)完全的轉(zhuǎn)換成了共模信號(hào)，所以對(duì)于差分信號(hào)傳輸來(lái)說(shuō)，這個(gè)是傳輸?shù)淖畹忘c(diǎn)。
相位差的來(lái)源
現(xiàn)在我們已經(jīng)清楚的知道，Case 2 的問(wèn)題是由于相位差引起的，那么這個(gè)相位差從哪里來(lái)的？不要忘了三對(duì)差分走線可是完全等長(zhǎng)的。
上面的分析結(jié)果中有提到，對(duì)于 Case 2，繞線的那根線損耗明顯小于另外一根，這也說(shuō)明一個(gè)問(wèn)題，就是繞線的一根走過(guò)了較短的距離，相位變化上也說(shuō)明了這一點(diǎn)，繞線部分的相位變化比較小。
觀察三種繞線方式的差異，不難看出，Case 2 部分的相位差異應(yīng)該是由于繞線部分耦合傳輸引起的。我們知道，繞線上有兩種信號(hào)傳輸模式，一種模式是沿線傳播，另一種模式是沿繞線間的耦合電容直接傳輸。繞線之間的耦合電容為信號(hào)提供了一個(gè)低阻抗的回流路徑， 而且頻率越高，這個(gè)阻抗就越低，這也是為什么隨著頻率的升高，相位差隨之增大的原因所在。
在端口打同相激勵(lì)，觀察走線上的電流相位，可以看出 Case 2 上的相位差異：
眼圖分析
上面分析對(duì)三種繞線情況在頻域作出了對(duì)比分析，更多的時(shí)候，下面的時(shí)域眼圖可以更加直觀的看到幾種繞線方式帶來(lái)的影響。目前高速鏈路速度已經(jīng)向 28Gbps 過(guò)度，這里就看一下在 28Gbps 速率下，此處短短的一個(gè)繞線方式所帶來(lái)的影響。由于 Case 1 和Case 3 相近， 這里只給出 Case1 和 Case2 的結(jié)果，分析軟件 ADS-ChannelSim。
最后的疑問(wèn)
Case 1 和 Case 3 的結(jié)果驚人的相似，為什么一般規(guī)則都要避免使用 Case 3 的走線方法呢？
前面我們使用了 Stripline 作為驗(yàn)證，整個(gè)過(guò)程中沒(méi)有觀察到 Case 3 在前段相位不同步的情況下所帶來(lái)的影響，其實(shí)這跟周圍的介質(zhì)特性有關(guān)。Stripline 的周圍介質(zhì)是均勻的，所以不會(huì)產(chǎn)生遠(yuǎn)端串?dāng)_，因此即使在兩根線相位不同步的情況下，在末端也觀察不到太多的差異， 如果使用周圍介質(zhì)不均勻的 Microstrip，結(jié)果則會(huì)大有不同。
下面將同樣的走線結(jié)構(gòu)，設(shè)置成 Microstrip 的形式，來(lái)觀察此時(shí)三種不同繞線的結(jié)果。走線寬度 4.5mils，間距為 7.8mils, 100ohm 阻抗，Stackup 改為 Microstrip，如下：
來(lái)觀察仿真得出的 TDR 波形：測(cè)試脈沖 trise=20ps，參考阻抗 Z0=100ohm
插入損耗 - Insertion losses：
回路損耗 - Return losses：
模式轉(zhuǎn)化 –mode conversion:
與 Stripline 相比，Microstrip 存在以下不同：
MS 的損耗要明顯小于 SL。
同樣繞線情況下，MS 阻抗變化要小于 SL，MS 回路損耗也明顯優(yōu)于 SL。
MS 在Case 2 的繞線方式下，同樣存在諧振點(diǎn)，但是諧振點(diǎn)比較靠后，這是因?yàn)?Microstrip的速度要比 Stripline 快的多，從 TDR 的波形上可以看得出來(lái)。
Case 3 在末端做相位匹配，MS 和 SL 所得出的結(jié)果截然不同，MS 對(duì)線段上的相位失配更加敏感。
MS 在 Case 3 的繞線方式下，有更多的能量轉(zhuǎn)化為了共模信號(hào)。
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